低功耗设备测量电池电压时要关断分压并控制 ADC 源阻抗

电池供电设备经常需要知道自身电量。最直接的办法，是用两个电阻把电池电压分到 ADC 可接受的范围，再由 MCU 周期性采样。

这个做法在常供电设备里很自然，但在低功耗设备里会暴露一个硬约束：分压电阻只要接在电池上，就会一直耗电。ADC 可以关闭，MCU 可以休眠，分压链路本身却还在消耗电池。

这类电路的设计目标要同时满足三件事：

• 休眠时分压电阻不长期吃电。
• 测量时 ADC 输入电压不超过 MCU 允许范围。
• 高阻分压不会让 ADC 采样结果失真。

原理图

这张图的核心结构是一个可关断分压器。Q1 是 P 沟道 MOS，放在电池正端和分压电阻之间；Q2 是 N 沟道 MOS，用 MCU 的 MCU_BAT_MEAS_EN 控制 Q1 的栅极。R22、R19、R20 构成分压链，MCU_ADC_BAT 从 R19 和 R20 中间取样，C11 接在 ADC 节点上做滤波和保持。

默认状态下，R24 把 Q1 的栅极上拉到 +VBAT，Q1 的 VGS 接近 0，分压链被切断；R25 把 Q2 栅极下拉，避免 MCU 引脚上电悬空时误开启测量。需要测量时，MCU 拉高 MCU_BAT_MEAS_EN，Q2 导通，把 Q1 栅极拉向地，Q1 导通，电池电压才接入分压电阻。

常接分压的问题

假设只用普通电阻分压，比如上臂 2MΩ、下臂 1MΩ，总阻值是 3MΩ。电池为 4.2V 时，分压电流大约是：

I = 4.2V / 3MΩ = 1.4uA

1.4uA 看起来很小，但低功耗设备的休眠电流可能也是微安级甚至更低。一个常接分压器会把系统休眠电流直接抬高，而且这部分电流和采样频率无关：一天只测一次，它也会 24 小时流过。

继续把电阻做大可以降低电流，但会引入另一个问题：ADC 输入源阻抗变高。很多 MCU ADC 都要求信号源阻抗不能太大，否则内部采样保持电容在采样时间内充不准，读数会偏低或受上一次通道影响。

所以低功耗电池采样不能只靠“把分压电阻做大”。它需要在不测量时断开分压链，在测量时再临时接入。

用 PMOS 关断高边

Q1 放在高边，作用是从源头切断分压电阻。用 P 沟道 MOS 做这个开关有一个好处：关断时分压链不再直接挂在电池正端，静态耗电主要剩下 MOS 漏电、R24 上拉支路相关的微小泄漏，以及后级输入泄漏。

Q1 的控制关系很直接：

• 栅极被 R24 拉到 +VBAT：VGS ≈ 0，Q1 关闭。
• 栅极被拉低：VGS 为负，Q1 打开。

这种结构适合电池电压可能高于 MCU 供电电压的场景。ADC 分压以后送入 MCU，但分压链的上端仍然是电池电压，不能把所有控制节点都默认看成 MCU 电压域。

为什么还要一个 NMOS

图里增加了 Q2，避免 MCU IO 直接连接 Q1 栅极。Q2 实际上是一个低边开漏下拉器：MCU 只控制 Q2 的栅极，Q2 再负责把 Q1 栅极拉低。

这一步主要是为了处理电压域差异。电池电压 VBAT 可能高于 MCU 的 VDD。Q1 的栅极在关闭状态会被 R24 拉到 VBAT，如果 MCU IO 直接接到这个节点，即使把 IO 配成开漏，IO 引脚仍然可能被外部拉到高于 MCU 供电的电压。

这会带来几个风险：

• MCU 引脚的 ESD 或钳位二极管可能被正向偏置，电流从电池通过 IO 灌入 MCU 供电域。
• MCU 处于掉电或深睡时，IO 被高于 VDD 的电压反向供电，导致休眠电流异常或芯片状态不可控。
• 许多 MCU 的开漏 IO 仍然不允许引脚电压超过 VDD；除非手册明确支持 5V tolerant 或 over-voltage tolerant，否则不能按开漏等同于完全隔离来设计。

Q2 把这两个电压域隔开。MCU 只看见 Q2 栅极，这是一个普通的 MCU 逻辑输入；Q1 栅极则由 Q2 的漏极去下拉，可以被 R24 拉到 VBAT。只要 Q2 的 VDS 额定值覆盖电池电压，MCU IO 就不用直接承受 VBAT。

分压比例和 ADC 范围

图中 R22、R19、R20 都是 1MΩ。ADC 取样点在 R19 和 R20 之间，因此下臂是 R20，上臂是 R22 + R19。

分压关系是：

V_ADC = VBAT * R20 / (R22 + R19 + R20)
      = VBAT / 3

如果单节锂电最高按 4.2V 计算，ADC 节点大约是 1.4V。这个电压通常低于 3.3V 或 1.8V MCU 的 ADC 输入范围。若使用多节电池，或者系统存在充电、热插拔、升压输出回灌等情况，就要按最高可能的 VBAT 重新计算，不能只按标称电压判断。

分压电阻总值为 3MΩ，测量时电流约为 VBAT / 3MΩ。因为 Q1 只在采样前短时间打开，这个电流只出现在测量周期内，不再变成持续休眠电流。

高阻分压会影响 ADC 采样

这个电路为了省电使用了兆欧级电阻。代价是 ADC 节点的等效源阻抗很高。

从 MCU_ADC_BAT 节点往外看，上臂是 R22 + R19，也就是 2MΩ；下臂是 R20，也就是 1MΩ。等效电阻为：

Rth = 2MΩ || 1MΩ ≈ 667kΩ

667kΩ 对 ADC 来说已经很高。ADC 内部通常有一个采样开关和采样保持电容。采样瞬间，这个电容要从外部信号源取电荷。如果源阻抗太高，在 MCU 配置的采样时间内电容来不及充到真实电压，ADC 读数就会偏。

C11 的作用是给 ADC 节点提供一个本地电荷库。分压链慢慢把 C11 充到目标电压，ADC 采样瞬间主要从 C11 取电荷，对 667kΩ 高阻源瞬时供电能力的依赖会降低。

为什么要等待 300 到 500ms

C11 是 100nF。它和分压器的戴维南等效电阻形成 RC 充电过程。时间常数为：

τ = Rth * C
  ≈ 667kΩ * 100nF
  ≈ 66.7ms

RC 电路不会在一个时间常数后立刻到达最终值。常用工程估算是等待 5 个时间常数，此时电压已经接近最终值：

5τ ≈ 333ms

所以固件流程应该是：

1. 拉高 MCU_BAT_MEAS_EN，打开 Q2 和 Q1。
2. 等待 300 到 500ms，让 C11 和分压节点稳定。
3. 配置 ADC 较长采样时间。
4. 丢弃第一次 ADC 结果。
5. 连续采几次取平均。
6. 关闭 MCU_BAT_MEAS_EN，重新断开分压链。

这里的等待时间来自分压电阻和电容决定的模拟稳定过程，和按键类软件消抖无关。C11 越大，抗 ADC 采样扰动和噪声能力越强，但等待时间越长；电阻越小，稳定越快，但测量期间电流越大。

取值边界

这个设计可以成立，但要把几个边界写进检查项：

• Q1 的 Source 应接 +VBAT，Drain 接分压链上端，封装引脚不能接反。
• Q2 的 VDS 额定值要覆盖最高电池电压。
• Q1 的 VGS 额定值要覆盖栅极被拉低时的最大负压。
• ADC 节点最高电压要低于 MCU ADC 允许输入电压，并留出电阻误差和电池最高电压余量。
• ADC 采样时间要按高源阻抗场景配置，不能沿用低阻信号的默认采样周期。
• 关闭测量后，ADC 引脚、C11 和 MCU 内部输入结构的泄漏也会影响残余电压，下一次采样仍应按完整稳定流程处理。

结论

低功耗电池电压采样的核心矛盾，是分压器既要在测量时提供 ADC 可读电压，又不能在休眠时长期耗电。高边 PMOS 可以切断分压链，NMOS 用来把 MCU 控制信号和电池高压控制节点隔离，避免 MCU IO 直接暴露在高于自身供电的电压上。

分压电阻取到兆欧级以后，功耗降下来了，ADC 源阻抗也上去了。C11 可以改善 ADC 采样瞬间的电荷供给，但它和分压电阻共同决定了数百毫秒的稳定等待时间。这个电路最终要靠硬件开关和固件采样时序配合：打开分压、等待 RC 稳定、长采样、丢首样、多次平均、关闭分压。

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